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洋酒-开关电源电路挑选,计划挑选攻略

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1 摘要

决议拓扑挑选的一个重要要素是输入电压和输出/输入比。图 1 示出了常用阻隔的拓扑相对适用 的电压规模。拓扑挑选还与输出功率,输出电压路数,输出电压调理规模等有关。一般状况下,关于 给定场合你能够运用多种拓扑,不行能说某种拓扑对某种运用是绝对地适用,由于产品规划还有规划 者对某种拓扑的经历、元器材是否简略得到、本钱要求、对技能人员要求、调试设备和人员素质、生 产工艺设备、批量、军品仍是民品等等要素有关。因而要挑选最好的拓扑,有必要了解每种拓扑的利益 和矮处以及拓扑的运用领域。假如随意挑选一个拓扑,或许一开端就宣告新电源规划的失利。


图 1 各种阻隔拓扑运用电压范



2 输入和输出

假如输出与输入共地,则能够选用非阻隔的 Buck,Boost 共地改换器。这些电路结构简略,元器 件少。假如输入电压很高,从安全考虑,一般输出 需求与输入阻隔。

在挑选拓扑之前,你首要应当知道输入电压变 化规模内,输出电压是高于仍是低于输入电压?例 如,Buck 改换器仅可用于输出电压低于输入电压的 场合,所以,输出电压应当在任何时候都应当低于 输入电压。假如你要求输入 24V,输出 15V,就能够选用 Buck 拓扑;可是输入 24V 是从 8V~ 80V,你就不能运用 Buck 改换器,由于 Buck 改换器不能将 8V 改换成 15V。如 果输出电压一向高于输入电压,就得选用 Boost拓扑

假如输出电压与输入电压比太大(或太小)是有约束的,例如输入 400V,要求输出 48V 仍是采 用 Buck 改换器,则电压比太大,尽管输出电压一向低于输入电压,但这样大的电压比,尽管没有超 出操控芯片的最小占空比规模,可是,约束了开关频率。并且功率器材峰值电流大,功率器材挑选困 难。假如选用具有阻隔的拓扑,能够经过匝比调理适宜的占空比。抵达较好的性能价格比。

3 开关频率和占空比的实践约束

3.1 开关频率

在规划改换器时,首要要挑选开关频率。进步频率的首要意图是削减电源的体积和重量。而占电 源体积和重量最大的是磁性元件。现代开关电源中磁性元器材占开关电源的体积(20%~30%),重 量(30%~40%),损耗 20%~30%。依据电磁感应规律有



式中 U-变压器施加的电压;N-线圈匝数;A-磁芯截面积;B-磁通密度改动量;f-变压器作业 频率。

在频率较低时,B 受磁性资料饱满约束。由上式可见,当 U 一守时,要使得磁芯体积削减,匝 数和磁芯截面积乘积与频率成反比,进步频率是削减电源体积的首要办法。这是开关电源呈现以来无 数科技作业者首要研讨课题。

可是能否无约束进步开关电源频率?非也。首要有两个约束要素:第一是磁性资料的损耗。高频 时一般选用铁氧体,其单位体积损耗表明为



式中 -不同资料的系数;f-作业频率;Bm-作业磁感应幅值。 和 分别为大于 1 的频率和磁感应 损耗指数。一般=1.2~1.7;=2~2.7。频率进步损耗加大,为削减损耗,高频时,下降磁感应Bm 使得损耗不太大,违反了削减体积的意图。不然损耗太大, 功率下降。再者,磁芯处理功率越大,体积越大散热条件越 差,大功率磁芯也约束开关频率。


图 2Buck改换器功率管电流、电压波形


其次,功率器材开关损耗约束。以 Buck 改换器为例来 阐明开关损耗。图 2 是典型的电流接连 Buck 改换器功率 管电流电压波形图。能够看到,晶体管注册时,集电极电流 上升到最大值时集电极电压才开端下降。关断时,集电极电 压首要上升到最大值集电极电流才开端下降。假定电压、电 流上升和下降都是线性的。能够得到开关损耗为



式中tr=tri+trv —注册时电流上升时刻与电压下降时刻之和; td=tdi+tdv —关断时电压上升时刻与 电流下降时刻之和。一般 tr+td< T/20。假定 tr=td=ts —开关时刻。则



假如电流断续,只需关断损耗,开关损耗为



可见,开关损耗与频率、开关时刻成正比。断续好像比接连开关损耗少一半,但应当留意,在同 样输出功率时,功率管电流至少是电流接连时的一倍,除了器材电流定额加大,本钱添加外,导通压 降损耗也添加。滤波电感磁芯作业在正激变压器状况,磁芯和线圈高频损耗也将大大添加。尽管,通洋酒-开关电源电路挑选,计划挑选攻略 过软开关技能能够削减开关损耗,但请留意,软开关总是运用 LC 谐振,谐振电流(或电压)很大,谐 振电流转过晶体管、电感 L 和电容 C,这些元器材也是有损耗的。有时只进步功率 1~2%,但电路复 杂,元件数增多,本钱添加,有时乃至因小失大。现在用 MOSFET 开关的电源,功率在 5kW 以下,作业 频率一般在 200kHz 以下。BJT 最高达 50kHz 。3kW 以上选用 IGBT 的最高 30kHz。用 MOSFET 与 IGBT (BJT)组合管最高也不超越 100kHz。改换功率几十瓦,当然作业频率能够进步。

此外,改换功率越大,电流电压越大,假如大功率管与小功率管相同的电流上升和下降速率,大 功率管需求更长的开关时刻。况且大功率器材芯片面积大,为防止电流会集下降开关时电流升降速率 也添加了开关时刻。可见,改换功率越大,答应开关频率越低。

假如你传闻他的开关电源作业频率可达几个 MHz,你得问问他的改换功率有多大?

3.2 占空度

开关改换器的改换比(输出电压与输入电压比)太大或太小是有约束的。首要,改换器占空比 (开关导通时刻与开关周期之比)受操控芯片最大和最小值的约束。在有些拓扑中,占空比不能大于0.5。总归,通用 PWM操控 IC芯片一般不确保占空比能大于 0.85;有些芯片在合理的作业频率下,也 不确保占空比在 0.05以下能以较小的损耗快速驱动 MOSFET的栅极。

例如,开关频率为 250kHz,周期为 4s,假如占空比是 0.1,MOSFET 的导通时刻仅为 0.4s,要 是 MOSFET 的注册时刻为 0.1s,关断时刻也为 0.1s,简直大部分导通时刻被过渡时刻“吃”掉了, 损耗加大。这就为什么改换功率越高,作业频率越低的原因之一。

不论操控 IC和高电流栅极驱动等等,只需不将占空比规划在最小 0.1和最大 0.8(关于 0.5约束度 改换器为 0.45)之外,那就不用忧虑。

假如选用的拓扑有变压器,变比能够调理占空度。但变比也有约束。假如变比太大或太小,初级 与次级导线尺度相差太大,线圈绕制发作困难。一般初级与次级匝比最大为 10:1,最小为 1:10。要是你 需求由很低的电压取得高压,你是否考虑选用两级改换器或次级采纳倍压电路进步电压。

4 几个输出?

紧接占空比的问题是多少输出。例如,假如不是 1 个输出,Buck 是不适合的。在有些状况下,能够加后续调理器得到另一个电压,实践的比如是用 Buck 改换器发作 5V 输出,再由线性调理器(或另 一个开关)从 5V输入发作一个 3.3V输出。但相关的瞬态、噪声、损耗应满足要求。

最坏的状况下,规划多个独立的改换器,而不是选用杂乱的许多线圈的磁元件。在开端规划之 前,你得考虑考虑,要是选用多输出改换器,或许节省了几块钱的操控 IC,但或许花几十块钱做那个 杂乱的多线圈磁元件。在规划之前,首要应权衡磁元件、电路元件及附加本钱,不要就事论事。

5 阻隔

在规划前预先要知道次级与初级是否需求阻隔。如输入由电网或高压供电,作为产品有安全规范 (以及 EMI 问题)需求阻隔的要求。典型的比如是输入与输出有 500V 沟通耐压要求。你知道安全要 求后,有些拓扑,像没有阻隔的 Buck,Boost等等将扫除在外。

6 EMI

在规划开端时就要想到 EMI 问题,不要比及规划好了再考虑 EMI。有些拓扑或许有许多成功地避 免 EMI 问题。假如是不阻隔的体系,由于在体系中不涉及到第三根导线,如独自用电池供电,就没有 共模噪声,这使你滤波变得简略。

此外,某些拓扑便是比其他拓扑具有更多的噪声。差异在于某些拓扑在每个周期的部分时刻与输 入断开,引起输入电流的中止。假如输入电流接连,就没有峻峭的上升和下降沿,电流不会为零,就 简略滤波。

Buck 改换器便是输入电流断续的一个比如,由于当开关翻开时,输入电流为零。Boost 改换器的 电感一向接在输入回路中,但输入电流是否接连取决于 Boost是否作业在断续仍是接连。

笔者主张大功率电源最好不要选用输入电流断续的拓扑,由于那些拓扑一般需求很花钱的磁元 件。

7 BJT,MOSFET 仍是 IGBT?

拓扑挑选与所能用的功率器材有关。就现在能够买到的功率器材有双极型(BJT)功率管, MOSFET 和 IGBT。双极型管的电压定额可超越 1.5kV,常用 1kV 以下,电流从几 mA 到数百 A; MOSFET 在 1kV 以下,常用 500V 以下,电流数 A 到数百 A;IGBT 电压定额在 500V 以上,可达数 kV,电流数十 A到数 kA。

不同的器材具有不同的驱动要求:双极型晶体管是电流驱动,大功率高压管的电流增益低,常用 于单开关拓扑。在低功率到中等功率规模,除了特别的理由以外,90%挑选 MOSFET。

理由之一是本钱。假如产品产量大,双极性管依然比 MOSFET 廉价。可是运用双极型功率管就意 味着开关频率比 MOSFET低,因而磁元件体积比较大。这样是否还合算?你得细心研讨研讨本钱。

高输入电压(380V)时,或推挽拓扑加上瞬态电压要求双倍以上电压,挑选功率管你或许感到为 难,假如选用双极型管,你能够买到 1500V双极型管,而现在能买到 MOSFET最大电压为 1000V,导 通电阻比 BJT 大。当然,你或许考虑用 IGBT,惋惜的是 IGBT 驱动尽管像 MOSFET,而它的开关速 度与双极型管相似,有严峻的拖尾问题。

可见,低压(500V)以下,根本上是 MOSFET 全国,小功率(数百瓦)开关频率数百 kHz。 IGBT 定额一般在 500V 以上,电流数十 A 以上,首要运用于调速,根本上替代高压达林顿双极型管。 作业频率最高可达 30kHz,一般在 20kHz左右。由于导通压降大,不用于 100V以下。


图 3. 进步功率开关频率


(a) IGBT与 MOSFET并联 (b) BJT与 MOSFET串联

为了进步IGBT或BJT的开关速度,也可将MOSFET与 BJT或IGBT组合成复合管。图 3(b)中U(BR)CBO/70A的BJT 与 50V/60A的MOSFET串联,用于三相 380V整流电感滤 波输入(510V)双规矩激 3kW通讯电源中。导通时首要 驱动功率MOSFET,这时BJT作业在共基极组态,发射极 输入电流,或因MOSFET导通漏极电压下降,BJT发射结 正偏,发作基极电流,导致集电极电流,经过份额驱动电 路构成正反应,使得BJT饱满导通。当关断时,首要关断 MOSFET,发射结反偏,使得BJT敏捷关断。共基极频率 特性是共射极的倍。进步了关断速度。低压MOSFET导 通电阻只需m数量级,导通损耗很小。实践电路作业频 率为 50kHz。

MOSFET 与 IGBT 并联也是运用 MOSFET 的开关特性。要抵达这一意图,应当这样规划 MOSFET 和 IGBT 的驱动:注册时,PWM 信号可一同或首要驱动 MOSFET 导通,后导通 IGBT。 IGBT 零电压导通。关断时,先关断 IGBT,IGBT 是零电压关断;在经过必定推迟关断 MOSFET。 MOSFET 承当开关损耗;在导通期间,高压 MOSFET 导通压降大于 IGBT,大部分电流流过 IGBT, 让 IGBT承当导通损耗。这种组合实践比如作业频率 50kHz,3kW半桥拓扑。

8 接连仍是断续

电感(包含反激变压器)电流(安匝)接连仍是断续:在断续方式的改换器中,电感电流在周期的 某些时刻电流为零。电流(安匝)接连是要有满足的电感量坚持最小负载电流ILmin(包含假负载), 在周期的任何时刻电感都应当有电流流转。即



其间T-开关周期;D=Ton/T-占空比;Ton-晶体管导通时刻。咱们假定整流器的正向压降与输出电 压比较很小。要是最小负载电流为零,你有必要进入断续方式。

在实践电源规划时,一般电源有空载要求,又不答应电感体积太大,在轻载时必定断续,在这种 状况下,有时设置假负载,并当负载电流超越使假负载断开,不然或许引起闭环操控的安稳性问题, 应当细心规划反应补偿网络。

同步整流是一个破例。改换器运用同步整流总是接连方式,洋酒-开关电源电路挑选,计划挑选攻略没有最小电感要求。

9 同步整流

在如今许多低输出电压运用场合,改换器功率比本钱更(简直)重要。从用户观念来说,比较贵 的但高功率的改换器实践上是廉价的。假如一台核算机电源功率低,真实核算时刻常常很少,而待机 时刻很长,将花费更多的电费。

假如功率很重要,就要考虑选用同步整流技能。即输出整流选用 MOSFET。当今可买到许多 IC 驱动芯片既能驱动场效应管,也能很好驱动同步整流器。

选用同步整流的另一个理由是它将电流断续方式作业的改换器转变为电流接连作业方式。这是因 为即便没有负载,电流能够在两个方向流转(由于 MOSFET 能够在两个方导游通)。运用同步整流, 解除了你对方式改动的忧虑(方式改动或许引起改换器的不安稳)和确保接连的最小电感要求。


图 4 (a) 二极管整流改换器和(b)同步整流改换器



同步整流一个问题这儿值得提一下。主开关管在同步整流导通前关断,反之亦然。 假如疏忽了这样处理,将发作穿通现象,即 输入(或输出)电压将直接对地短路,而造 成很高的损耗和或许导致失效。在两个 MOSFET 关断时刻,电感电流还在流。通 常,MOSFET 体二极管不应当流过电流,因 为这个二极管康复时刻很长。如假定 MOSFET 截止时体二极管流过电流,当体二 极管康复时,它在反向康复起短路效果,所 以一旦输入(或输出)到地通路,发作穿 通,就或许导致改换器失效,如图 4(b)所示。处理这个问题可用一个肖特基二极管与 MOSFET 的体二极管并联,让它在场效应管截止时流过 电流。(由于肖特基的正向压降比体二极管低,肖特基简直流过悉数电流,体二极管的反向康复时刻 与关断前正向电流有关,所以这时能够疏忽)

10 电压型与电流型操控

开关电源规划要预先考虑是选用电压型仍是电流型操控,这是一个操控问题。简直每个拓扑都可 以选用两者之一。电流型操控能够逐一周期约束电流,过流维护也变得简略完结。一同对推挽或全桥 改换器能够战胜输出变压器的磁偏。但假如电流很大,电流型需求检测电阻(损耗很大功率)或互感 器(花费许多钱)检测电流,就或许影响你的挑选。不过这样过流维护检测却是顺水推舟了。可是, 假如你把电流操控型用于半桥改换器,有或许构成分压电容电压不平衡。所以关于大功率输出,应当 考虑挑选那一种更好。

11 定论

最好你在规划一个电源之前,应当预先知道你的电源作业的体系。具体了解此体系对电源的要求 和约束。对体系透彻地了解,可大大下降本钱和削减规划时刻。

实践操作时,你能够从改换器要求的规范列一个表,并逐条考虑。你将发现依据这些规范约束你 能够挑选的拓扑仅是一个到两个,并且依据本钱和尺度拓扑挑选很简略。一般状况下,可依据以上各 种考虑挑选拓扑:

1.升压仍是降压:输出电压总是高于仍是低于输入电压?假如不是,你就不能选用 Buck 或 Buck/Boost.

2. 占空度:输出电压与输入电压比大于 5 吗?假如是,你或许需求一个变压器。核算占空度确保它 不要太大和太小。

3. 需求多少组输出电压?假如大于 1,除非添加后续调理器,一般需求一个变压器。假如输出组别太 多,主张最好选用几个改换器。

4. 是否需求阻隔?多少电压?阻隔需求变压器。

5. EMI 要求是什么?假如要求严厉,主张不要选用像 Buck 一类输入电流断续的拓扑,而挑选电流连 续作业方式。

6. 本钱是极其重要吗?小功率高压能够挑选 BJT。假如输入电压高于 500V,可考虑挑选 IGBT。反 之,选用 MOSFET。

7. 是否要求电源空载?假如要求,挑选断续方式,除非选用问题 8。也可加假负载。

8. 能选用同步整流?这可使得改换器电流接连,而与负载无关。

9. 输出电流是否很大?假如是,应选用电压型,而不是电流型

12 拓扑挑选

现在从拓扑一般性评论到特定拓扑,假定你了解 Buck 类改换器,如图 5 所示。用它替代这一类 拓扑,会集在每种拓扑实践的困难,并环绕这些困难处理的或许性。会集在能预先挑选最好拓扑,使你 不至于花费许多时刻规划和调试。

a. Buck改换器

图 5 Buck改换器



约束

如一般考虑指出的,还要给 Buck拓扑预先添加有许多约束

1. 尽管一个 Buck改换器概念上很清楚没有变压器,只需一个 电感,这意味着不行能具有输入与输出阻隔。

2. Buck 仅能下降输入电压,假如输入小于要求的输出,改换 器不能作业 。

3. Buck 仅有一个输出。假如你要由 5V 变为 3.3V,这是好的。但除非乐意加第二个后继调理器,像线 性稳压器,你能够看到在许多多路输出时这样运用的。

4. 尽管 Buck 能够作业在接连和断续,但输入电流总是断续的。这意味着在晶体管截止的部分开关周 期输入电流下降到零。这使得输入 EMI滤波比其它拓扑需求的大。

栅极驱动困难

Buck的驱动非常费事。费事在于导通一个N-沟道MOSFET,栅极电压至少要 5V,或许大于输入电 压 10V(逻辑电路输出分别为 1V和 5V)。可是你怎么发作一个电压高于输入呢?这个问题最简略的 办法运用P-沟道MOSFET,它正好能被栅极到地的信号驱动导通。惋惜的是P沟道MOSFET一般导通 电阻RDS比N沟道大,并且价格贵。此外输入电压有必要小于 20V,以防止击穿栅极,运用场合遭到限 制。实践这样选用P沟道MOSFET:用一个下拉电阻,你一般得不到有用导通栅极的满足的开关速度, 终究你再实验室折腾了几天之后仍是选用N沟道MOSFET。

除了很低输入电压改换器,Buck改换器总是选用 N沟道 MOSFET。

图 6用耦合变压器驱动 Buck改换器



图 7 驱动 Buck改换器用起浮电源



驱动栅极遍及的办法是用一个栅极驱动阻隔变压器将栅极与驱动阻隔开来(图 6)

阻隔变压器输入端的电容防止当输入边高电平常的直流重量。次级电容和二极管康复电压单向性 -不然在初级 12V 输入,在次级成了6V 驱动。栅极电阻总是有必要的(参看今后的评论),而栅- 源电阻是放电通路:假如栅极由于某种原因中止开关,栅极终究截止。

实践运用:挑选栅极驱动的两个电容至少大于栅极电容-记住此电容构成一个带有电容的驱动 器,因而你能够得到 90%的驱动电压。

尽管此驱动电路适当廉价且作业得很好,它约束最大占空度,由于变压器需求复位时刻。

用一个独立的电源,例如用推挽改换器发作一个相关于 MOSFET 源极的直流电压,答应极快驱动 栅极(图 7)。假如推挽改换器的电源是稳压的,它不需求闭环,固定占空度即可。你能够用一个驱 动 IC 芯片,完结快速驱动 MOSFET。但此电路还有些贵(你能够用一个 555 守时器构成 50%占空 度)。

你还需求一个信号起浮体系操控栅极。信号传输不应当有较大传刘海燕哈弗输推迟,不要用像 4N48 这样慢 速光耦。为防止别的的变压器,即便很高输入电压光耦 HCPL2601 系列有很好的传输特性,由于它具 有优秀的 dV/dt定额。

b.反激改换器



图 8 非阻隔反激(Boost) 改换器 图 9 阻隔的反激改换器



类型

但凡在开关管截止时刻向负载输出能量的统称为反激改换器。有两类反激改换器-不阻隔(图 8)和阻隔(图 9)反激改换器。为了防止称号上的混杂,咱们来阐明其作业原理。

咱们以必定占空度导通反激改换器的开 关,当开关导通时,输入电压加在电感上,使 得电流斜坡上升,在电感中存储能量。当开关 断开时,电感电流流经二极管并向输出电容以 及负载供电。

阻隔的反激作业原理根本相似。在开关导 通时刻,能量存储在变压器的初级电感中。注 意同名端‘●’端,咱们看到当开关截止时, 漏极电压上升到输入电压,引起次级对地电压 上升,这迫使二极管导通,供给输出电流到负 载和电容充电。

非阻隔反激-Boost 或 Buck/Boost-只需一 个输出(没有办法使它多于一个),输出与输 入不阻隔。并且 Boost 输出不能低于输入电压-即便您彻底关断开关管,输出等于输入电压(减去二极管压降)。而 Buck/Boost 仅可输出负压(图 10)。换句话说,反激仅可作为一个单线圈电感处理。

图 10 用 Buck/Boost将正压改换为负电压



假如变压器有多个次级线圈,阻隔反激可有多个输出。而 且一切输出之间以及初级彼此阻隔的。并且,只需调理初级与 各次级匝比,输出能够做成恣意巨细,变压器是一个多线圈磁 元件。

接连和断续

两类反激改换器都能够作业在电流接连和断续。尽管一般 反激能够没有死负载下空载运转。(在空载时,开关一向关 断,直到电容自放电下降电压时才导通,给出一个单脉冲,所 谓‘脉冲跳动’方式)。关于空载方式,改换器作业在断续方式,如前所说,最好不改动方式,不然 闭环安稳困难。大多数小功率,要求快速相应的反激改换器作业在断续方式。

电容约束

当反激晶体管截止时,存储在初级电感中的能量从次级线圈释放出来。由于次级没有滤波电感, 悉数峰值电流直接流入电容。在较高功率水平常,很难找到满足处洋酒-开关电源电路挑选,计划挑选攻略理这个纹波电流定额的电容。应当 记住:你有必要核算电容是否能处理的有用值电流。作为比如,假如是 5V 输出电压,10A(这大约是反 激的最大电流,看下面),在此功率水平下,占空度是 0.5。变压器在周期一半的期间要传输整个周期 50W 功率(由于占空度是 0.50)。所以在二极管导通时刻传输的电流加倍(接连),次级有用值电流 为


这样极高的电流需求许多铝或鉭电容并联,除非运用贵重的多层叠层电容。反激改换器输出毛病 首要是由于电容失效引起的。

功率约束

反激改换器一般能够输出最大功率在低输入电压时大约在 50W 左右(有时或许有人告知你他能制 造出 500W 反激改换器,可是他从不告知你在出产线上做出来)。在任何状况下,功率输出反比于电 感量,要得到大输出功率需求较小的电感量(在磁元件中评论)。此刻你在合理的频率得到高达 50W 输出,电感是很小(数值上简直和杂散电感同数量级);这简直不行能规划出满意的产品。例如磁芯 销售商导线略微改动,将引起电感改动足以使你得不到最大功率输出。

低电压输入,约束反激规划少于 50W;而高电压输入大些。

输出数量的实践约束

当然,关于一切改换器,多组线圈绕制困难。可是,关于一个阻隔的反激改换器此困难是至关重 要的。每个输出的电压调理与每个线圈的漏感有关,由于漏感削减了传输到输出的电压。所以要得到 很好的输出公役,漏感要小到能够疏忽(简直不行能,由于有气隙),或每个单元相同,使他们能够 补偿掉。假如你想绕多线圈来操控一切线圈的漏感简直是不行能的。依照规划者话说,反激改换器 “反激比正激改换器廉价,由于它不需求电感”。不幸的是在出产今后,销售商的线圈脱离磁元件公 司,一同从此今后没有人能绕这种能使电路正常作业的变压器。

假如你需求 3~4个输出,请不要选用反激改换器拓扑。选用正激改换器总规要廉价些。

c. 升压和降压

图 11 非阻隔的 Buck/Boost改换器



图 10 尽管输出能够大于或小于输入电压,但输出是负 压。图 11 所示电路是一个降压-升压电路输出是正压。是升 仍是将取决于输出电压高于仍是低于输入电压,它们之间的转 换时主动区分红的,没有距离。

在 Buck-Boost 改换器中,两个开关一同导通,并一同关 断。现在考虑第一种状况,输入电压高于输出电压。上部晶体 管作为 Buck 开关(参看图 5),阳极接地二极管作为续流二 极管。由于下部晶体管与上部晶体管一同导通,整个输入电压 加在电感上,电流斜坡上升。当两个开关截止时,阳极接地二极管导通,另一个二极管正激导通。作为 Buck改换器。

第二种状况假定输入电压低于输出电压。接地晶体管现在作为升压开关,第二个二极管作为反激 整流器。再者,两个开关一同导通,当导通时悉数输入电压加在电感上。依照前面阐明:在两种状况 下,不论 Buck 仍是 Boost,整个输入电压加在电感上。但这意味着关于两种方式相同的操控电路,而 且改换器不在两种方式之间转化。所以,环路安稳性也是一望而知。

可见 Buck –Boost 归纳了 Buck 和 Boost 改换器。作为 Buck 改换器,它没有输入-输出阻隔,而 且仅有一个输出。作为一个 Boost,有一个最大实践输出功率。并且终究除非你用两个 MOSFET 替代 两个(肖特基)二极管做成同步整流,不然功率比较低。可是要抵达同步整流需求四个输出的驱动 (或许一个全桥 PWM IC)。还有作业在整个输入电压规模和操控这个拓扑的 IC的呈现使 Buck-Boost 拓扑或许有吸引力。

d. 正激改换器

图 12 根本正激改换器



正激改换器(图 12)作业彻底不同于电路相似的反激改换器。关键在于晶体管导通时,输入电压 加在变压器初级,输出二极管正偏导通;而反激当晶体管截止时,二极管导通。因而能量不像反激那 样存储在初级电感中。变压器是真实意义上的变压器。当晶体管截止时,仅存储在变压器漏感和激磁 电感能量。这将使得漏极电压高于输入电压,复位磁芯。

最小负载

正激改换器是那种需求一个最小负载的改换器。滤波电感需 要满足大,以确保它的峰值纹波电流小于最小负载电流。不然将 呈现断续,输出电压上升,峰值检测。这意味着正激改换器不能 作业在空载状况,由于不能具有无限大电感。

随直流偏置改动的电感,像 Mpp 磁芯是一个最好的挑选。 电感量随电流添加而削减。在最小负载时,你得到的电感较大, 坚持电流接连,而在最大负载时,你依然具有满足的电感,而又 不太大。你答应纹波电流跟着负载电流添加而添加,以至于不用 规划的电感体积大坚持最大负载的悉数电感。可是应当留意闭环 的安稳性。由于改动的电感构成传递函数严峻的非线性。

抵挡最小负载一般办法是加一个假负载永久接在输出端,作为改换器的一部分。因而,即便外负 载为零,由于有一个坚持最小功率的电阻,改换器可坚持接连状况。当然这在外负载电流大于最小电 流时耗费了一部分功率。

当实践负载添加时,可堵截假负载。一般,导致振动:假负载断开,引起改换器进入断续,又引 起假负载接入;而改换器接连,引起假负载断开,如此等等。假负载引起功率下降与选用大电感本钱 比较是否合算?

激磁电感

不像反激改换器用初级电感存储能量,正激实践上是寄生激磁电感。当电流流过初级时,有能量 存储在激磁电感中LmI2/2和漏感中。当晶体管关断时,此能量要有去向。最简略的办法,你把它引到 RC网路,要么引到晶体管自身,让它击穿。习气的做法在变压器上用一个附加线圈康复能量。或用一 个晶体管和电容构成有源箝位。不论怎么康复能量,这是令人讨厌的事,并下降了功率。最好的办法 是尽量漏感和添加激磁电感。

可是,变压器规划时为尽量添加磁通密度摆幅,削减剩磁影响给磁芯加很小气隙,这是与增大激 磁电感使对立的。应当在两者之间折衷。

总结

由于正激变压器不存储能量,它不存在反激功率水平约束问题。它也具有一个电感,与输出电容 一同滑润电流。正激可直接构成 500W 或更大功率。该拓扑首要约束依然是是否可买抵达功率 MOSFET。添加功率转化为添加电流,并终究 MOSFET 损耗太大。此刻,选用更多 MOSFET 分背负 载电流。高输入电压时可选用双规矩激,还能够输出交织并联。

e. 推挽(半桥,全桥)

图13 电压型推挽改换器




图 14 电流型推挽改换器



推挽改换器拓扑如图 13 和 图14 所示。有两类推挽改换器:电流型和电压型。留意到它们之间的 不同首要在于电流型输入需求一个额定的电感(有时很大),可是不要输出电感。而电压型输入没有 大电感,输出有必要有滤波电感。

推挽两只晶体管接地,而半桥不是。尽管上面说到有 IC 能驱动同步整流高端晶体管,但它们仍稍 低于最大电源电压。由于推挽和半桥是两个晶体管,它们功率水平比单管高,常常意味着输入电压也 高。驱动半桥要发作别离的起浮栅极驱动,这时而推挽必定优胜的。

电压型

电压型推挽改换器如图 13 所示。两个晶体管加在带有中心抽头的变压器上,它们彼此相差 180 替换导通。这并不意味着每次导通时刻各占周期的 50%,即两个晶体管具有相同的占空比。

假如图 14 中晶体管T1 导通,T2 关断。留意到变压器 “●”这一端输入电压加在变压器半边,所以加在截止晶体 管漏极上的电压为 2Ui。晶体管T1 导通,则正电压加在二 极管D1 上而导通,二极管D2 截止。另一个晶体管镜像工 作,两晶体管导通时刻相同。假如Ui在开关周期内是常数, 加在变压器上伏秒总和为零,且磁芯对称于零改动。

这个改换器最大的问题是晶体管电压定额高,至少是输 入最大电压Ui的两倍。假如由 120V电网整流的输入供电, 并电容滤波,峰值直流电压为 170V,晶体管至少需求 2 170V=340V。实践上,电网是非常“龌龊”的当地,因而至少需求 500V以上的晶体管。高电压定额 意味着导通电阻RDson高,所以损耗高于期望值。假如,浪涌电压高于 200V,这将损坏晶体管。

另一个潜在问题是在两个晶体管转化应有一个时刻-死区时刻。不然两个晶体管由于关断推迟而 构成一同导通,变压器将被短路,且电流将敏捷增大,仅是漏感约束此电流-这一般构成晶体管失 误。其次晶体管有必要导通相一同刻,不然变压器正负伏秒不平衡-磁偏移而饱满。实践中,选用电流 操控型可防止伏秒不平衡而构成的饱满。

电流型

电流型推挽改换器能够防止电网电压非常灵敏在电流型推 挽中扫除了。由于在输入电压和变压器之间有一个电感。现在 当晶体管导通时,变压器电流由电感电流操控,如图 14 所 示。这种组织偏移偏移两晶体管一同导通电感储能,一个晶体 管导通输出能量。变压器相似互感器作业。

这个改换器的不足之处是添加了一个电感。由于此电感必 须经过改换器电流,并供给满足的感抗,在开关周期像一个电 流源,做得很大(费钱)下降了改换器功率水平。

变压器运用率

应当看到,上面评论的拓扑(反激,正激和 Buck/Boost)仅用了一半磁特性:磁通密度斜坡上升 到最大值,再返回到零,决不会抵达负值。推挽运用磁性好些,由于磁芯磁通密度在正负两个方向, 这与单晶体管比较相同功率水平削减了磁芯尺度。

f. 谐振改换器和软开关改换器

软开关的另一个称号是准谐振改换器。

谐振和软开关改换器之间的不同

谐振改换器功率(电压或电流)波方式正弦的。这经过电感和电容谐振来完结的,电容一般是寄 生参数。当电压或电流过零时开关,以确保简直没有损耗的开关过渡。谐振改换器首要专利运用在高 频改换器中,这儿开关损耗胜过开关的导通损耗。可是由于开关过渡取决于谐振网络的频率,实践变 换器开关频率是改动的,有时改动很大,与电网电压和负载有关。

为何你不用选用谐振改换器

谐振改换器存在着一些问题。这些问题中至少有一个是开关频率随负载改动。事实上,这些改换器一 般最低作业频率发作在最大负载时,所以EMI滤波规划是最困难的也是低频最大电流负载。这样改换 器,包含EMI规划作业在内,经过高频削减体积的长处丧失了。

别的,由于杂散电容作为谐振网络一部分,更严峻的问题发作了。由于器材之间参数分散性,这 些决议计划简直不能作业。即便相同类型的器材由于来自不同的制造厂也存在不同。这些不同直接影响了 作业频率,然后影响输出电容、EMI 滤波等等。这些器材如添加外部电容并联,使得寄生电容的改动 相对不重要。惋惜的是这种办法添加了谐振网络的周期,因而原先期望作业在高频的希望破坏了。

为什么你应当选用软开关改换器?

图 15 准谐振软开关正激改换器



与谐振改换器相反,软开关改换器作业在固定频率,使得滤 波要求非常清晰。软开关谐振电容外接。因而设备与设备之间性 能能够再现。图 15 示出了一个了解的规范的软开关正激改换 器,波形如右。

开端,晶体管导通,漏极电压为零。当晶体管关断时,变压 器初级电感与外加电容(与 MOSFET 源极-漏极电容并联,但 外部电容规划的远大于 MOSFET 电容)构成振动回路。在完结 振铃半周期今后,磁芯复位。L 和 C 值决议振铃频率,以及磁芯 复位伏秒要求决议振铃电压多高。在半周期振铃完结今后,由于 现在没有能量存储在变压器中,漏极电压坚持在输入电压。在晶 体管再次导通前,一向坚持这种状况。

这种改换器与谐振改换器首要差异是依然坚持脉宽调制,晶体管以恒频开关。当然,电容和电感 依然要当心挑选。假如它们太大,(半)周期将超越开关周期,且磁芯不能复位。假如他们太小,在 一个很短的时刻内得到磁芯复位的伏秒,漏极电压太高。尽管如此,在改换器能正常作业规模内,杂 散元件能够较大规模改动。

能够开看到,当晶体管导通时,电容能量耗费在 MOSFET中。假如电容满足小,这或许不太坏。 例如,假如电容是 100pF,输入电压是 50V,开关频率是 500kHz,仅由于电容引起的损耗为洋酒-开关电源电路挑选,计划挑选攻略


当然,尽管有时能够借用 PWM芯片规划成同步整流,软开关改换器不足之处是显着缺少操控它 们的 IC芯片。或许将来软开关操控 IC成为遍及运用-那时,软开关将成为最好的挑选。

g. 复合改换器

图 16 用 Buck-推挽复合抵达大变比的改换器



任何两级(在理论上能够更多)改换器串联组成复合改换器。与两级级联改换器(例如 PFC+ C/DC 改换器)差异是整个两级串联改换器体系仅用一个操控回路。例如,复合改换器或许由前级 Buck,由 160V 直流输入,后继推挽电路(图 16 所示)与之串连。Buck 闭环发作近似固定电压(如 50V),例如推挽以固定周期降压发作 5V 输出。闭 环检测 5V 输出电压,用差错信号操控 Buck 占空 度。尽管推挽作业在开环(由于它以固定占空度开 关),但实践上推挽级等效为操控环路中的一个增益 单元(在图 13中增益为 1/10,即-20dB。)

在两级电路中,两个改换器的有些元件能够分 享,便是这个比如中 Buck 改换器的输出滤波电容也 是推挽改换器的输入电容。能够幻想,在有些电路中,电感能够共享。和谐振和软开关改换器相同, 有很多改换器组合成复合改换器。不再一一列举。

何时选用复合改换器

从以上的比如能够看到,当你要大幅度降压或升压时,复合改换器是很有用的。如上所述,PWM 能得到的占空度以及你企图得到变压器变比有实践约束的。假如你需求电压改动超越或许的约束,复 合改换器大大扩展了可用的改换规模。

当你需求非常大的改换比(输入与输出电压比),又要求输入输出阻隔时,能够选用复合改换 器。关于困难的规划是两条归纳在一同,可是经过别离功用,你能够使他们很简略。例如,让前级改换器完结电压改换,然后级改换器完结阻隔,或许用 1:1 变压器。由于第二级改换器总是作业在相同 输入电压和相同输出电压,它的元件在这个状况最佳,且功率最高。确实,这种复合改换洋酒-开关电源电路挑选,计划挑选攻略器比单级变 换器更有用,由于防止了一同处理大改换比和阻隔的变压器困难。